5.2. Обратноходовые схемы

Принцип действия обратноходового преобразователя подобен принципу действия повышающего преобразователя, в котором энергия накапливается в дросселе, когда ключ замкнут, и отдаётся в нагрузку при разомкнутом ключе.

Магнитные сердечники не очень хорошо «умеют» накапливать энергию магнитного поля. Эффективные (с высокой магнитной проницаемостью) сердечники насыщаются уже при малом уровне напряжённости магнитного поля. В обратноходовой схеме энергия в действительности накапливается в воздушном зазоре дросселя. Сердечник же предоставляет энергии экранированный путь с малым магнитным сопротивлением от обмоток к воздушному зазору.

На Рис. 5.7 упрощённо изображён ферритовый сердечник с тремя обмотками, подобный используемому в схеме, приведённой на Рис. 5.6. Почти весь магнитный поток концентрируется в магнитном материале. В реальном сердечнике небольшая часть магнитного потока выходит за пределы сердечника в область обмоток, но всё же он равномерно охватывает все три обмотки.

Рис. 5.7. Схематичное изображение ферритового сердечника с тремя обмотками Запишем два уравнения для напряжения на дросселе:

где N — число витков обмотки.

Когда ключ (см. Рис. 5.6) замыкается (транзистор открыт), ток дросселя и магнитный поток в его сердечнике начинают изменяться пропорционально приложенному к первичной обмотке дросселя напряжению. Изменение магнитного потока производит напряжение на каждой вторичной обмотке пропорционально числу витков. Так как наводимое на них напряжение отрицательно (обратите внимание на точки, обозначающие полярности обмоток), диоды не пропускают ток в нагрузку. Когда ключ размыкается, ФФ/dt мгновенно изменяет полярность. Если наведённое в какой-либо из вторичных обмоток напряжение Nd0/dt достаточно велико, чтобы открыть один из диодов, в соответствующей вторичной цепи начинает течь ток. Из этого следует, что вторичная цепь с наименьшим отношением V/N «захватит» весь ток, вызванный ослабевающим магнитным полем. Когда отношения V/N для всех вторичных цепей равны, каждая из них получит часть этого тока. Благодаря эффекту «захвата» тока цепью с наименьшим отношением V/N выходное напряжение стабильно распределяется между всеми вторичными цепями. Поэтому мы можем использовать напряжение на вторичной обмотке вместо основного выходного напряжения, как было описано выше.

Обратноходовая схема может работать как в непрерывном, так и в прерывистом режиме. В непрерывном режиме в одной из обмоток дросселя всегда течёт ток. В прерывистом режиме ток во всех обмотках в течение определённой части периода рабочей частоты снижается до нуля, как и накопленная дросселем энергия. Каждый режим имеет свои достоинства и свои недостатки.

Главным преимуществом непрерывного режима работы является то, что импульсы тока во вторичной цепи имеют относительно большую длительность, что позволяет применять фильтрующий конденсатор небольшой ёмкости (с большим ЭПС). Первичная обмотка имеет довольно большую индуктивность и небольшой пиковый ток, поэтому её сравнительно несложно рассчитать. Пиковый ток в непрерывном режиме составляет примерно одну вторую от тока в прерывистом режиме при одинаковом уровне мощности. Принципиальный недостаток непрерывного режима состоит в том, что контур управления имеет нуль в правой полуплоскости передаточной функции, а это усложняет проведение коррекции крутизны контура управления (однако коэффициент обратной связи не зависит от тока нагрузки, а зависит только от коэффициента заполнения и входного напряжения). Проблемы с коррекцией крутизны в контроллерах с управлением по току возникают при непрерывном режиме работы и коэффициенте заполнения более 50%. Рассеивание мощности в непрерывном режиме работы при отпирании ключа довольно-таки значительно, потому что коммутация ключа происходит при высоком токе и большом напряжении. Ещё одна проблема возникает вследствие протекания тока обратного восстановления в выходных выпрямителях. В момент включения из-за наличия тока обратного восстановления происходит дополнительный скачок тока. На Рис. 5.8 изображены типичные формы сигналов для схемы, приведённой на Рис. 5.6, при работе в непрерывном режиме.

В схеме, использующей прерывистый режим работы, сделан целый ряд упрощений ради увеличения пиковых токов. Рассеивание мощности при отпирании ключа незначительно, потому что ток начинает течь с нуля, и к ключу приложено только входное напряжение. Выходной ток в течение некоторой части периода равен нулю, поэтому ток обратного восстановления диода отсутствует и не влияет на ключ в момент его переключения. В прерывистом режиме передаточная функция контура управления практически линейна и не имеет полюса в правой полуплоскости, поэтому коррекция крутизны совсем не нужна. Однако сопротивление нагрузки является одним из коэффициентов в уравнении контура. Вследствие этого в режиме работы с разомкнутым контуром его управляемость ниже,

Рис. 5.8. Типичные формы сигналов для схемы, изображённой на Рис. 5.6, при работе в непрерывном режиме

чем в непрерывном режиме. Обычно с этим не возникает проблем, если реализована соответствующая коррекция и контур замкнут. Величина зазора в сердечнике дросселя при прерывистом режиме становится критичной, так как более высокому пиковому току легче насытить сердечник. Переменная магнитная индукция в сердечнике довольно велика, поэтому в прерывистом режиме расчёт потерь в сердечнике приобретает большое значение. Выходные пульсации в прерывистом режиме обычно выше, потому что выше переменный ток через ЭПС конденсатора, и конденсатор должен обеспечивать полный ток нагрузки в течение более длительной части периода коммутации. Предпочтительным, особенно для маломощных схем, прерывистый режим делают простота проектирования, повторяемость и лёгкость коррекции. На Рис. 5.9 показаны типичные формы сигналов для прерывистого режима работы. Прерывистый режим реализует также более быст-

Рис. 5.9. Типичные формы сигналов для схемы, изображённой на Рис. 5.6, при работе в прерывистом режиме рую переходную характеристику и не имеет проблем со сбросом нагрузки по сравнению с непрерывным режимом работы.

В импульсных схемах часто имеются паразитные индуктивности, не связанные с энергозапасаюшим дросселем. Они возникают вследствие неправильного расположения проводящих дорожек на печатной плате, а также из-за влияния индуктивности рассеяния в основном дросселе. Паразитные индуктивности создают напряжения, которые добавляются к напряжению первичной обмотки, поэтому напряжение пробоя транзистора ключа должно быть выше суммы обратного напряжения и входного напряжения. Во время отпирания выходных диодов формируется короткий импульс высокого вторичного напряжения, поэтому существует короткий интервал времени, когда di/dt становится довольно большим, и это приводит к выбросу во вторичной цепи.

Трансформаторы и диоды обладают паразитными ёмкостями, наличие которых может привести к нежелательным последствиям. Вторичные ёмкости вместе с вторичными индуктивностями рассеяния могут сформировать высокочастотный резонансный контур, который возбуждается при запирании диода. Этот эффект сильнее проявляется, когда используются диоды с большим временем обратного восстановления. Паразитный резонансный контур генерирует шумы и передаёт переменный сигнал обратно в цепь первичной обмотки.

Для того чтобы защитить ключ от неблагоприятного воздействия паразитных индуктивных элементов, используются ограничительные цепи. Цепи, ограничивающие напряжение на ключе, изображены на Рис. 5.10. На схеме (а) показана ограничительная обмотка, которая возвращает энергию намагничивающей индуктивности трансформатора в первичный источник питания. Ограничительная обмотка имеет то же число витков, что и первичная обмотка. Таким образом, максимальное напряжение на ключе равно удвоенному значению входного напряжения. Обратите внимание, что диод D1 подключается к первичному источнику питания, а не между ограничительной обмоткой и землёй. Причина такой топологии схемы заключается в наличии паразитной межобмоточной ёмкости. Если поместить диод между обмоткой и землёй, эта ёмкость будет мешать отпиранию ключа.

В схеме (б) для ограничения напряжения на ключе используется конденсатор. Постоянная времени /?С-цепи устанавливается равной длительности нескольких периодов коммутации. Конденсатор заряжается до обратного напряжения, равного сумме напряжения на вторичной обмотке и некоторого напряжения, формируемого на индуктивности рассеяния трансформатора. Такая схема менее эффективна, чем схема с ограничительной обмоткой, потому что вся энергия, накопленная в индуктивности рассеяния, и часть энергии, накопленной в индуктивности первичной обмотки трансформатора, рассеиваются в резисторе. Схемы (в) и (г) являются разновидностями схемы (б). В схеме (г) параллельно стабилитрону необходимо подключать конденсатор, поскольку стабилитрон открывается недостаточно быстро1’. Напряжение стабилизации стабилитрона

Рис. 5.10. Схемы, предназначенные для ограничения напряжения на ключе

должно быть больше, чем напряжение, наведённое на первичной обмотке током вторичной обмотки.

Демпферные схемы очень похожи на ограничительные. Типовые демпферные схемы изображены на Рис. 5.11. Для нас представляют интерес лишь те из них, которые рассеивают энергию в резисторе. Схема (а) — это простой RC-демпфер, применяемый для подавления высокочастотного дребезга, который возникает при запирании выходного выпрямительного диода во вторичной обмотке. Конденсатор должен быть небольшой ёмкости, чтобы демпфер обладал низким импедансом на частоте дребезга, но высоким — на частоте коммутации. ЛС-демпфер может также использоваться для увеличения времени нарастания и спада, что реализовано в схеме (б). Энергия в этой схеме рассеивается на обоих фронтах импульса коммутации. Схема (в) представляет собой демпфер скорости

а) б) в)

Рис. 5.11. Типовые демпферные схемы нарастания импульса, который ограничивает скорость нарастания напряжения при запирании ключа. Схема поддерживает низкое напряжение на стоке или коллекторе ключа, чтобы ограничить величину мощности, рассеиваемой во время выброса. Конденсатор должен успевать заряжаться и разряжаться во время каждого из периодов частоты коммутации, поэтому сопротивление резистора следует выбирать достаточно малым. Практически рекомендуется устанавливать постоянную времени RC-цепи, равную 10% длительности периода частоты коммутации.

Во всех рассмотренных нами цепях защиты требуется использовать быстродействующие диоды с большим пиковым током. Конденсатор должен обладать низким ЭПС и малой индуктивностью, чтобы работать с большими пиковыми токами. Предпочтительнее использовать керамические и плёночные конденсаторы. Демпферный резистор должен обладать очень низкой индуктивностью, поэтому проволочные резисторы использовать не рекомендуется. Разводку демпферной цепи на печатной плате следует производить так, чтобы избежать образования паразитных индуктивностей и не создавать тем самым дополнительных источников шумов и выбросов. Мы вернёмся к обсуждению защитных цепей в главе 7, когда будем подробно изучать работу ключа.

На Рис. 5.12 изображена двухключевая обратноходовая схема, позволяющая использовать низковольтные ключи. Два диода (Dl, D2) ограничивают напряжение на первичной обмотке величиной действующего напряжения первичного источника питания. Это позволяет использовать ключи с напряжением пробоя чуть больше входного напряжения. Использование подобной схемы ограничения напряжения не приводит к снижению КПД преобразователя, поскольку энергия возвращается в первичный источник питания. Цена за возможность использования низковольтных ключей — трансформатор Т1. Трансформатор и резисторы реализуют «плавающую» схему управления ключами Q1 и Q2. Трансформатор одновременно управляет обоими транзисторами, что обеспечивает синхронность их включения и выключения.

Рис. 5.12. Двухключевая обратноходовая схема, позволяющая использовать низковольтные ключи

• Поэтому при отсутствии конденсатора стабилитрон не успевает ограничить скачок напряжения,и ключ может быть выведен из строя; конденсатор же ограничивает скорость нарастания этого напряжения. — Примеч. ред.

Подбор элементов для демпфирующей (снабберной) цепи

Снабберная цепь, подключаемая параллельно эмиттер-коллектор, предназначены прежде всего для соблюдения области безопасной работы (ОБР, SOA ) — не допустить превышения максимально разрешенных значений тока, напряжения, мощности, не допустить режимы, где возможен вторичный пробой. Вторая задача снабберных цепей — снижение потерь на переключение, повышение энергетической эффективности устройства. Третья задача — уменьшение электромагнитных помех, наводимых в силовых цепях, подключаемых к преобразователю.

Теперь, руководствуясь рекомендациями производителя, подберем снабберные элементы для модуля CM600DY-24F.

В зависимости от величины коммутируемых токов применяются разные схемотехнические решения. Их можно разделить на два основных — индивидуальные и общие.

Индивидуальные:

a) RC-снаббер

b) Зарядно-разрядный RCD-снаббер

c) Разрядно-гасительный RCD-снаббер

Общие снабберы

d) С-снаббер

e) RCD-снаббер

Для инверторов, по рекомендациям Mitsubishi подходят схемы c,d,e. Для маломощных, до 100А, подходит схема D. Например, такие применяются в Новополоцких ПЧТТ мощностью 22-30кВт. Там стоят по одному 100-амперному модулю в каждой фазе. DC-шина там простая — две алюминиевые шинки объединяют коллекторы и эмиттеры. Демпферный конденсатор стоит примерно по середине. В остальном, силовой монтаж выполнен гибким проводом, толщиной квадратов где-то в 6. Для более мощных приводов от 200 А применяется схема С. Например, такая схема применяется в инверторе OMRON 3G3HV мощностью 185кВт. Там на каждую фазу включено в параллель по 4 модуля. В фазе модули идут один над другим (в каждой фазе).

Процесс выключения с демпферной цепью:

здесь: Ioff — ток выключения, Vcc- напряжение на DC-шине, di/dt — скорость отключения. Vсе — напряжение эмиттер-коллектор

схема цепи:

здесь — L1-паразитная индуктивность DC-шины, L2 — паразитная собственная индуктивность проводников снабберной цепи.

Рассчитаем элементы для разрядно-гасящей RCD снабберной цепи (схема С).

Схема ставится под напряжение, когда напряжение эмиттер-коллектор начинает превышать напряжение DC-шины. Штриховая линия на рисунке 5.8 показывает идеальное запирание транзистора. Но в действительности, из-за паразитной индуктивности монтажа, проводников, и прямого падения напряжения на снабберном диоде вызывает выброс напряжения Vcesp на стадии запирания (рисунок 5.9).

Для расчетов необходимо сделать некоторые допущения — это паразитная индуктивность DC-шины и монтажных проводников снабберных цепей. Такие вещи (возможно) проще измерить на стадии разработки — т.е. измерить индуктивность DC-шины и монтажных проводников (как получилось сконструировать монтаж) при реальном макетном моделировании. По таблице (что сверху) индуктивность DC-шины для токов от 600А не должна превышать 50 нГн, а индуктивность проводников снабберов — 7нГн.

Поэтому примем:

Паразитная индуктивность DС-шины

L, L1 = 35 нГн,

проводник инвертор демпфирующий снаббер

Паразитная индуктивность проводников снабберов

Ls, L2 = 6,5нГн

Коммутационный ток Io примем в 510А, а не 600, т.к. уменьшили на 15% ввиду параллельного соединения:

Io=510А

Напряжение на DC-шине примем для колебаний входного напряжения до 440 В переменного тока, и при перенапряжениях на торможении ЭД, то

Ed = 800 В постоянного тока.

Вычислим выброс напряжения во время отключении IGBT по формуле:

,

Ed -напряжение на DC-шине

VFM — падение напряжения на снабберном диоде (40-60 В)

LS — паразитная индуктивность снаббеорных цепей ( 6,5 нГн)

dIc/dt — скорость снижения коллекторного тока (3 А/нс)

В

Вычислим емкость демпферного конденсатора:

L — индуктивность DC-шины

I0 — ток отключения (при аварийном отключении тока не менее 2Iном), пердположим, 1500 А на модуль

VCEP — пиковое напряжение на конденсаторе (не более, чем VCE)

Ed — напряжение на DC-шине

мкФ

Вычислим резистор в демпферной цепи:

f — частота коммутации (примем 5кГц)

CS — Есмкость снабберного конденсатора

Ом

Выберем снабберный диод Ds. Выбирают исходя из того, что он должен обладать малым прямим падением напряжения, которое является одним из основных факторов, влияющих на выброс напряжения во время выключения IGBT. Если время обратного восстановления будет слишком большим, в нём будут расти потери с ростом частоты коммутации. Если обратное восстановление диода будет происходить слишком жестко, это приведет к генерации напряжения VCE. Поэтому снабберный диод должен иметь малое падение напряжения, малое время обратного восстановления и мягкое переключение.

Производитель рекомендует применять диод для RCD — цепей RM50HG-12S.

Embedder’s life

В предыдущих статьях про преобразователи я рассматривал исключительно режим неразрывного тока дросселя (CCM, continuos current mode), а режим разрывных токов (DCM, discontinuous current mode) обходил, как будто это что-то плохое. Сегодня я опишу и его.

На самом деле, в наши дни режим разрывных токов чуть ли не более полезен, чем режим неразрывных. В режиме разрывных токов преобразователь работает тогда, когда его нагрузка мала, а учитывая, что большинство современных контроллеров и прочих микросхем обладают очень низким энергопотреблением, преобразователь, предназначенный для них, скорее всего будет работать именно в режиме, который служит темой этой статьи — в противном случае для него потребуется либо индуктивность невероятных размеров, либо частота в районе мегагерц, что не особо удобно.

Как и в предыдущих статьях, я буду рассматривать только повышающий преобразователь, причем в данном случае этому есть совершенно определенная причина. Дело в том, что проектировать, скажем, маломощный импульсный понижающий преобразователь не особо и надо — на малых мощностях гораздо проще, дешевле и удобнее использовать обычные линейные стабилизаторы, а на больших мощностях проблемы с разрывным током просто нет. Инвертирующий же преобразователь — это все-таки в некоторой степени экзотика, да и он подчиняется почти тем же уравнениям, что и повышающий. Так что применительно к DCM максимальный интерес представляет именно топология step-up.

Итак, герой статьи — бестрансформаторный повышающий преобразователь, работающий на малую нагрузку:

Как уже говорилось, проектировать преобразователь для работы в DCM приходится в основном из-за ограничений нашего неидеального мира. Потому предположим, что у нас никак не получается поставить катушку индуктивностью больше 150 мкГн, частоту ну никак не поднять выше 10 кГц, а питать от трехвольтовой батареи нам надо двенадцативольтовую нагрузку, которая потребляет 90 мА, то есть, всего около Ватта мощности. Желающие могут самостоятельно (например, по методике из предыдущей статьи) убедиться, что такому преобразователю суждено работать в режиме разрывных токов. Итак, при заданных параметрах нагрузки и выбранной индуктивности нам надо рассчитать коэффициент заполнения управляющего сигнала известной частоты.

В отличие от CCM, цикл работы в DCM состоит из трех частей:

В первой части транзистор открыт, ток в катушке растет, энергия запасается. Во второй части транзистор закрыт, ток в катушке падает, энергия передается в конденсатор и нагрузку. В третьей части транзистор закрыт, вся энергия в катушке кончилась, не происходит ничего.

Главная идея расчета каскада в DCM состоит в том, что энергии, запасенной в катушке в фазе накопления (когда ключ открыт), нагрузке должно хватить на весь период. Собственно, прежде всего надо понять, а сколько энергии надо. Для этого посчитаем мощность нагрузки, перемножив ток на напряжение. У нас получается 12*0.09 = 1.08 Вт. Ватт — это Джоуль в секунду. То есть, нам надо рассчитать параметры тактирования так, чтобы за секунду в нагрузку передавалось 1.08 Джоуля.

В фазе 1 ток в катушке растет и энергия копится. Здесь уравнение зависимости тока от времени следует из основного уравнения для катушки и имеет очень простой вид:

Энергия, запасенная в катушке, определяется по знакомой со школы формуле:

Совмещая эти формулы, можно получить выражение для энергии, запасенной в катушке к определенному моменту времени после замыкания ключа:

Эта формула, конечно, справедлива только если начальный ток катушки равен нулю, и в DCM это именно так.

Разумеется, нас тут интересует энергия в катушке к концу фазы 1. Длительность фазы 1 можно выразить, умножив коэффициент заполнения на период управляющего сигнала, либо, что то же самое, поделив его на частоту:

Как уже говорилось, мощность нагрузки — это количество энергии (в Джоулях), переданных в нагрузку за секунду. Порцию энергии, передаваемую в нагрузку за один период, мы только что получили. Всего таких порций в секунде будет столько, сколько в ней периодов управляющего сигнала. А количество периодов в секунду — это частота. То есть, мощность, отдаваемая в нагрузку, равна

Теперь можно совместить все уравнения и при известной целевой мощности нагрузки выразить зависимость коэффициента заполнения от всего остального:

Вот так, с квадратами и корнями. Подставляя в полученную формулу числа, приведенные в самом начале (150 мкГн, 10 кГц, 3 В на входе / 12 В на выходе, ток нагрузки 90 мА) получаем расчетный коэффициент заполнения 60%. Пробуем:

И видим потрясающее совпадение. Я даже не ожидал.

Как следует из уравнений выше, преобразователь в DCM — такое устройство, которое будет всеми силами стараться поддержать в нагрузке постоянную мощность. Если сопротивление нагрузки увеличить — напряжение вырастет. Если уменьшить — упадет. Очевидно , нужна стабилизация. Учитывая забористый вид формулы, устраивать тут ШИМ как-то не хочется, потому обычно поступают по-другому: преобразователь проектируется так, чтобы при постоянной работе он выдавал в нагрузку максимальную мощность (а лучше с запасом); при этом, если максимальная мощность в каком-то режиме не нужна, силовая часть просто периодически выключается целиком. Широтно-импульсная модуляция управляющего сигнала в этом случае не используется — коэффициент заполнения всегда одинаков и рассчитан на максимальную нагрузку. Например, давайте сделаем из уже рассчитанного преобразователь с выходным напряжением 10 В, для чего введем обратную связь:

Стабилитрон D3 имеет напряжение стабилизации девять с небольшим вольт, с учетом напряжения база-эмиттер Q2 получается примерно 10 В. Если нагрузка преобразователя будет мала, напряжение на выходе превысит это значение, через D3 потечет ток, транзистор Q2 откроется, замкнет затвор ключевого транзистора на землю и тем самым отключит преобразователь. По мере расходования энергии, запасенной в конденсаторе, выходное напряжение будет падать. Когда оно упадет ниже напряжения стабилизации, D3 и Q2 закроются, преобразователь начнет работать и подкачает в конденсатор и нагрузку еще энергии, после чего напряжение на выходе вырастет и процесс повторится — на графике тока, приведенном выше, ясно видны периоды выключения преобразователя. Очевидно, что до тех пор, пока мощность нагрузки не превышает той мощности, которую преобразователь способен отдать, работая постоянно, выходное напряжение будет определяться исключительно обратной связью. Можно ставить любой стабилитрон и произвольно регулировать напряжение на выходе.

Главным достоинством DCM является возможность собрать преобразователь из того, что есть под рукой. Тем не менее, недостатки у него тоже есть.

Во-первых, повышенный ток ключа — видно, что уже при токе нагрузки в 90 мА пиковый ток составляет более ампера. Возникают проблемы с выбором ключа и исключением насыщения катушки.

Во-вторых, пульсации выходного напряжения в DCM существенно выше, чем в CCM. Этому способствует как то, что в этом режиме нагрузка большую часть времени питается исключительно от конденсатора, так и принцип стабилизации напряжения включением/выключением силового каскада. Так что в некоторых случаях может возникнуть необходимость установки дополнительного линейного стабилизатора.

Потому человечество старается использовать CCM и проектирует преобразователи, работающие на мегагерцовых частотах, лишь бы не переходить в DCM. Тем не менее, если мощность нагрузки такова, что конденсаторный умножитель уже неспособен обеспечить ее, но и построение CCM-преобразователя все еще представляет сложность, то DCM — единственный выбор. Ну, за исключением трансформаторных топологий. 🙂

В заключение следует отметить, что предложенная методика дает несколько завышенные результаты (порядка 30%). Учитывая принцип регулирования такого преобразователя, это не баг, а фича. Чтобы получить «честные», теоретически оптимальные цифры, вместо выходного напряжения на нагрузке надо подставлять напряжение самоиндукции — то есть, если из трех вольт мы хотим получить 12, подставлять надо 9. Смысл в этом следующий: мы честно рассчитываем, сколько энергии катушка должна добавить к энергии источника в ходе передачи мощности в нагрузку. В этом случае цифра получается теоретически оптимальная, но отличающаяся от реальности примерно на 10% в меньшую сторону. Игнорирование этой идеи в расчете выше дает некоторый запас по мощности, который призван покрывать разнообразные неидеальности, что, как видно из симуляции, с успехом и происходит.

К слову, в смысле теоретической оптимальности приведенный расчет справедлив для инвертирующего преобразователя, поскольку в нем ЭДС самоиндукции катушки не складывается со входным напряжением и вся мощность в нагрузке является исключительно мощностью, запасаемой в катушке.

Реклама